чем вызвано преобразование двоичного сигнала в коде nrz в линейный код чпи

Телекоммуникационные цифровые системы передачи

Главная > Книга >Коммуникации и связь

Искажения цифрового сигнала и влияние помех в значительной степени зависит от формы и структуры ЦС, передаваемого в линию линейного цифрового сигнала (ЛЦС).

К ЛЦС предявляют ряд требований:

Основная энергия ЛЦС должна быть сосредоточена в ограниченной полосе частот. В энергетическом спектре не должна содержаться постоянная составляющая и НЧ составляющая должна быть мала. Это уменьшит межсимвольные помехи 2-го рода, т. к. реальная физическая цепь содержит обычно линейные трансформаторы, которые эти составляющие не пропускают. Ограничение ширины полосы частот f  снижает мощность собственных помех, которая пропорциональна ширине полосы частот 1-го лепестка ЛЦС, и мощность переходных помех, т. к. переходное затухание между цепями с ростом частоты уменьшается.

В линейном тракте должна быть обеспечена возможность обнаружения ошибки, т. е. контроль за верностью передачи.

Используемый ЛЦС должен обеспечивать правильность передачи информации, независимо от структуры исходных сигналов.

Получаемый на выходе кодера двоичный (2-х уровневый) ЦС, большинству этих требований не удовлетворяет. Основная энергия сигнала сосредоточена в широком спектре до 2fm. Сигнал содержит постоянную составляющую и мощные НЧ составляющие. 2-х уровневый код является без избыточным и поэтому не позволяет обнаруживать ошибки.

Правда, в 2-х уровневом сигнале содержится fm, которая может быть выделена простым способом пассивной фильтрации. Однако, при наличии длинных серий нулей в цифровой последовательности, мощность этой составляющей fm уменьшается, нарушается тактовая синхронизация (за счет флуктуации импульсов тактовой последовательности) и уменьшается правильность передачи информации. Следовательно, 2-х уровневый сигнал не удовлетворяет и последнему требованию.

Для обеспечения поставленных требований линейный сигнал должен обладать избыточностью. Поэтому полученный на выходе кодера ДЦС должен быть преобразован в линейный, что обеспечивается преобразователем кода (ПК), который включается на выходе тракта передачи. На выходе ПК формируется линейный сигнал (линейный код). Видов линейных кодов достаточно много, причем они могут удовлетворять не всем требованиям перечисленных выше.

5.3 Линейные коды

Линейные коды можно разделить на 2-е группы: алфавитные и неалфавитные коды.

Неалфавитные коды

Одним из наиболее широко используемых кодов, является квазитроичный код (код ЧПИ или AMI). Алгоритм его формирования состоит из двух уровней – каждая последующая единица изменяет свою полярность (рис.5.4).

Рисунок 5.4 – Получение сигнала ЧПИ.

В спектре ЧПИ отсутствует постоянная составляющая, НЧ составляющие малы, т. е. этот код является сбалансированным. Степень сбалансированности кода характеризуется диапазоном изменения текущей цифровой суммы символов кодовой последовательности.

a i – значение кодового символа в i – м тактовом интервале. В ЧПИ текущая цифровая сумма может изменяться от +1 до –1.

На рисунке 5.5 приведен энергетический спектр сигнала в коде ЧПИ.

Рисунок 5.5 – Спектр ЧПИ

В линейном сигнале с ЧПИ легко обнаружится ошибка, т.к. она приводит к нарушению чередования импульсов, а также к изменению предельного диапазона изменения текущей цифровой суммы.

Рисунок 5.6 – Преобразование ЧПИ в ДЦС

Если в цикле передачи в некоторых канальных интервалах (КИ) имеются свободные тактовые интервалы, то в них передается 1. В ранних разработках оборудования ЦСП для уменьшения вероятности появления длинных серий 0 все четные символы заменялись при кодировании на инверсные.

Для устранения длинных серий 0 используют модифицированный код МЧПИ (или КВП-N). Наиболее часто используется код КВП-3 или НДВ-3, в котором группа из 4-х нулей заменяется группой 000V или В00V, где

В – символ, формируемый по закону чередования;

V – импульс, повторяющий полярность предыдущего символа В.

000V – если за предыдущим символом V – нечетное число В.

В00V – если четное. На рисунке 5.7 приведен пример формирования сигнала в коде НДВ-3.

Рисунок 5.7 – Формирование сигнала в НДВ-3

Парная подстановка сохраняет у МЧПИ диапазон изменения текущей цифровой суммы, т. е. сохраняет балансность кода. В МЧПИ ошибки могут обнаружиться по изменению характера и чередовании полярности вставок.

Код МЧПИ упрощает устройства тактовой синхронизации, но усложняет преобразователи кода (ПК) передачи и приема.

Для устранения возможности появления длинных серий 0, иногда применяют скремблирование – преобразование двоичного сигнала в сигнал, близкий к случайному, в котором задается вероятность появления групп символов. При этом вероятность появления любых групп символов, в том числе длинных серий 0, предсказуемо и поддается расчету. Подбирая алгоритм скремблирования, можно сделать достаточно малой вероятность появления длинных серий 0 или комбинаций, совпадающих с синхросигналом.

Для сокращения ширины полосы частот линейного сигнала (f ЛС ) можно использовать двоичный сигнал с импульсами,затянутыми на тактовый интервал (код NRZ – без возвращения к нулю. ) – рис.5.8.

Рисунок 5.8 – Сигнал в коде NRZ и его спектр

Максимум энергии смещается в область низких частот, что позволяет увеличить длину регенерационного участка. Наличие постоянных составляющей приводит к межсимвольным помехам 2-го рода. Однако, упрощение промежуточных станций делает этот код удобным на СТС (сельская телефонная связь). Для выделения fm этот сигнал в ВТЧ должен быть предварительно преобразован в ДЦС.

Вариантом кода, с импульсами затянутыми на тактовый интервал, является дуобинарный или относительный двоичный код (ДБК), в котором наличие единиц отличается изменением уровня преобразованного сигнала, т. е. информация о символах 1 записывается во фронтах (рис. 5.9).

Рисунок 5.9 – Формирование сигнала ДБК

Формирование такого сигнала можно осуществить триггером со счетным входом (рис. 5.10). На приеме двоичный сигнал восстанавливается с помощью схемы, содержащей линию задержки на ½ тактового интервала и схему вычитания.

Источник

Чем вызвано преобразование двоичного сигнала в коде nrz в линейный код чпи

Двоичные коды строятся с использованием только двух элементов. В литературе встречаются различные условные обозначения символов двоичного кода. Наиболее употребительные из них рекомендованы МСЭ-Т и представлены в Табл. 6.7.

При реализации кодов необходимо представлять их символы в виде элементов дискретного сигнала той или иной формы, удобной для выполнения последующих операций и передачи по линиям связи.

Формы цифровых сигналов, предназначенных для передачи по линии связи, получили наименование линейных кодов (ЛК). ЛК применяются для передачи данных без модуляции в первичной полосе частот, начинающейся с нуля. Иначе говоря, кадры цифровых систем передачи, сформированные в соответствии с правилами ПЦИ или СЦИ и представляющие собой обычные двоичные последовательности, перед подачей в линию связи подвергаются соответствующему преобразованию в линейном кодере.

Рассмотрим основные типы линейных кодов.

Смысл скремблирования состоит в получении последовательности, в которой статистика появления нулей и единиц приближается к случайной, что позволяет удовлетворять требованиям надежного выделения тактовой частоты и постоянной, сосредоточенной в заданной области частот спектральной плотности мощности передаваемого сигнала.

Заметим, что скремблирование широко применяется во многих видах систем связи для улучшения статистических свойств сигнала. Обычно скремблирование осуществляется непосредственно перед модуляцией.

Особенностью скремблера СС (Рис. 6.52) является то, что он управляется скремблированной последовательностью, т.е. той, которая передается в канал. Поэтому при данном виде скремблирования не требуется специальной установки состояний скремблера и дескремблера; скремблированная последовательность записывается в регистры сдвига скремблера и дескремблера, устанавливая их в идентичное состояние. При потере синхронизма между скремблером и дескремблером время восстановления синхронизма не превышает числа тактов, равного числу ячеек регистра скремблера.

Рис. 6.52. Самосинхронизирующиеся скремблер и дескремблер

Второй недостаток СС скремблера связан с возможностью появления на его выходе при определенных условиях так называемых критических ситуаций, когда выходная последовательность приобретает периодический характер с периодом, меньшим длины ПСП. Чтобы предотвратить это, в скремблере и дескремблере согласно рекомендациям МСЭ-Т предусматриваются специальные дополнительные схемы контроля, которые выявляют наличие периодичности элементов на входе и нарушают ее.

Рис. 6.50. Аддитивные скремблер и дескремблер

Суммируемые в скремблере последовательности независимы, поэтому их период всегда равен наименьшему общему краткому величин периодов входной последовательности и ПСП и критическое состояние отсутствует. Отсутствие эффекта размножения ошибок и необходимости в специальной логике защиты от нежелательных ситуаций делают способ аддитивного скремблирования предпочтительнее, если не учитывать затрат на решение задачи фазирования скремблера и дескремблер. В качестве сигнала установки в ЦСП используют сигнал цикловой синхронизации.

Источник

Линейные коды с сохранением тактовой частоты

Существует несколько основных вариантов преобразования двоичного RZ или ЛТ сигнала в линейный код:

1) без изменения тактовой частоты двоично­го сигнала;

3) с уменьшением тактовой час­тоты линейного сигнала.

Первый вариант преобразования предполагает, что частота следования от­дельных символов линейного кода не изменяется и равна исходной частоте следо­вания ft отдельных символов ДС. Здесь возможны два способа преобразования. Первый способ— с активной паузой (рис. 15.6), при котором передача нулей в ис­ходном видеосигнале заменяется на передачу посылок отрицательной полярности. Такой ЛС называется двоично-симметричным(ДСС). Поскольку в среднем число нулей и единиц в исходном сигнале одинаково, то постоянная составляющая преобразованного сигнала равна нулю, однако за счет возможности «скопле­ния» нулей (или единиц) постоянная составляющая начинает изменяться во времени, и межсимвольные искажения второго рода не устраняются.

На практике часто применяют второй способ преобразования ДС, когда униполярный сигнал в коде RZ или NRZ преобразуется в квазитроичныйкод, или код ЧПИ (сигнал с чередованием полярности импульсов). При таком пре­образовании «0» передается без изменения, а «1» передается так, что каждая следующая единица меняет свой знак на противоположный. Этот способ легко реализуем на практике, он устраняет межсимвольные искажения второго рода, не требуя расширения полосы пропускания в области верхних частот.

Одна из возможных структурных схем преобразования двоичного сигнала в квазитроичный приведена на рис. 15.7. Осциллограммы сигналов в контроль­ных точках представлены на рис. 15.8. Цифровой сигнал в двоичной форме (рис. 15.8, а) поступает на сумматор по модулю 2. На другой вход сумматора поступает сигнал, прошедший через линию задержки 1 и задержанный на один тактовый интервал (рис. 15.8, в). Выходной сигнал сумматора (рис. 15.8, 6) поступает на вычитающее устройство 4. Этот же сиг­нал, задержанный на тактовый интервал (рис. 15.8, г), поступает на Другой вход блока 4. На выходе вычитающего устройства получа­ем сигнал в квазитроичном коде

Достоинством квазитроичного кода является то, что он не имеет постоянной составляю щей и легко преобразуется в исходный дво­ичный код путем его пропускания через бе­зынерционный двухполупериодный выпря­митель.

Кроме того, он удобен тем, что в нем легко обнаруживаются ошибочные символы по признаку нарушения чередования поляр­ности импульсов.

Схема преобразователя квазитроичного кода, изображенного на рис. 15.7, очень сложная. На входы логической ячейки И1 поступают входной циф­ровой сигнал (рис. 15.11,а) и стробирующие импульсы (рис. 15.11, б). Далее сигнал (рис. 15.11,в) поступает на вход триггера. С прямого (рис. 15.11, г) и инверсного (рис. 15.11,д) выходов триггера сигналы поступают на входы логических ячеек ИЗ,И4, куда поступает также сигнал с выхода схемы совпадения И1. На выходе логических схем 3, 4 будут вырабатываться определенные импуль сы (рис. 15.11, е, ж). Формирователи импульсов 5,6 укорачивают импульсы по длительности до и подают их на вычитающее устройство 7(ВУ), на выходе которого формируется полный квазитроичный сигнал (рис. 15.11, з)

Если в «пакете» нулей их число больше , то каждый пакет из нулей заменяется сигналами 000 Vили 500 V (для КВП-3).

Полярности вводимых импульсов В и К выбираются так, чтобы на интерва­ле в тактов происходило одно нарушение правила чередования поляр­ности. По этому нарушению на приемной стороне оконечной станции при пре­образовании ЛС в ДС принимают решение об истинном содержании пакета. При выборе конкретного вида сигнала (000 V или В00V) исходят из следующих условий: полярность импульса В всегда противоположна полярности предшес­твующего импульса; если между двумя соседними паузами в двоичном сигнале, имеющими число нулей больше, чем q+1 = 3 + 1=4, насчитывается четное число единиц, то заполнение второй паузы начинается с сигнала В00V; если число единиц между двумя вышеупомянутыми паузами нечетное, то заполне­ние второй паузы начинается с сигнала 000V.

В процессе заполнения очень длинной паузы пакет из (q + 1) нулей заменяется комбинацией BOO V, если предшествующее число «пакетов» в паузе нечетное; «пакет» из (q + 1) нулей за­меняется комбинацией 000V, если предшествующее число «пакетов» в паузе четное (или нуль). Пример использования алгоритма формирования кода КВП-2 и КВП-3 приведен на рис. 15.12.

Линейный сигнал в коде МЧПИ (HDB), передаваемый трехуровневым ко­дом с той же тактовой частотой, что и исходный двоичный сигнал, широко ис­пользуется в первичных, вторичных и третичных ЦСП (ИКМ-30, ИКМ-120, ИКМ-480), работающих по металлическим кабелям (симметричным и коакси­альным). Кроме того, он применяется и как «стыковой» сигнал в оконечной аппаратуре для соединения разных иерархических структур.

Возможность исключения длинных пакетов нулей или единиц обеспечива­ет также третий способ преобразования ДС в ЛС с сохранением тактовой час­тоты и числа разрешенных уровней, называемый скремблированием.При этом ДС подвергается операции перемножения с некоторой, известной заранее псевдослучайной двоичной последовательностью (ПСП): ЛС = ДС + ПСП. На приемной стороне выполняется обратная операция: ДС = ЛС + ПСП (знак + здесь и далее означает сложение по модулю 2). Для правильного восстановления исходного сигнала псевдослучайные последовательности, вырабатываемые на приемной и передающей сторонах, должны быть засинхронизированы.

Для того чтобы сделать операцию дескремблирования самосинхронизирую- щейся,применяют решение, приведенное на рис. 15.13. Здесь скремблер 1 содержит сумматор по модулю 2 и формирователь псевдослучайной последовательности (ФПСП) 3. Дескремблер 4 содержит аналогичные блоки (рис. 15.13, а).

Для того чтобы сделать операцию дескремблирования самосинхро- низирующейся,т.е. не требующей формирования специального сигнала синхронизации на пе­редающей стороне и его поиска на приемной стороне, применяют решение, приведенное на рис. 15.13. Здесь скремблер 1 содержит сумматор по модулю 2 и формирователь псевдослучайной последовательности (ФПСП) 3. Дескремблер 4 содержит аналогичные блоки (рис. 15.13, а).

Формирователь двоичной ПСП включает в себя n-разрядный регистр сдвига (триггеры , управляемый импульсами тактовой частоты ИУ от генераторного оборудования, а так­же некоторое количество сумматоров по модулю 2, соединенных с выходами соответствующих триггеров (рис. 15.13, б). Элемент на схеме отражает наличие ) или отсутствие связи триггера 7> со схемой сложения.

Скремблированный сигнал S представляет собой результат потактового
сложения по модулю 2 исходного двоичного сигнала D и псевдослучайного R: S= Дескремблированный сигнал равен соответственно При отсутствии ошибок в канале связи, когда , имеем ,=D. Параметры ФПСП определяются видом алгебраического полинома, опи­сывающего структуру ПСП, ,.С увеличением числа п растет период ПСП, равный , и соответственно сдвигается влево «провал» в спектре скремблированного сигнала S (см. штриховую функцию на рис. 15.5, б). С увеличением числа k ненулевых коэффициентов Cj этот «провал» углубляется и расширяется по частоте, однако при этом в случае появления в канале передачи одиночных ошибок дескремблер «размножает» их в (k + 1) раз. Практическое применение получили ФПСП с компромиссными параметрами[23]: (т.е. «=15, ) и ( = 10, = 1; k = 3). Отметим, что линейный сигнал, полученный путем скремблирования (см. рис. 15.13, а), остается униполярным и имеет постоянную составляющую, которая хотя и не равна 0, но изменя­ется в очень малых пределах. Это позволяет «потерять» ее в линейном тракте (из-за разделительных элементов), а затем «восстановить» в регенераторе, не искажая форму импульсов.

Блочные двоичные коды

Второй вариант перекодирования исходного сигнала в линейный подразу­мевает получение линейного кода с тактовой частотой, которая больше частоты следования отдельных импульсов исходного двоичного сигнала. Здесь также возможны два способа преобразования.

Кроме этого метода, возможен еще один способ преобразования, при кото­ром каждая группа из символов исходного двоичного сигнала заменяется группой из я символов двоичного линейного сигнала, что выражается форму­лой , Поскольку , то для каждой из возможных комбинаций нулей и единиц в пакете из символов ДС можно подобрать свою комбинацию, зара­нее определенную из возможных (в пакете из двоичных символов ЛС), что позволяет избавиться от длинных серий нулей (или единиц) и сохранить воз­можности контроля за качеством работы регенераторов без прерывания связи и использования специальных испытательных сигналов.

Наиболее простыми и весьма эффективными являются линейные коды класса , в которых с каждым отдельным символом исходной последова­тельности сопоставляются два двоичных символа линейного кода.

Например, единица исходной последовательности (рис. 15.15, а) может быть передана комбинацией 10, а нуль — 01 (рис. 15.15, б).

Такое кодирование всегда обеспе­чивает одно и то же значение постоянной составляющей ЛС при любом содер­жании 1 и 0 в исходном ДС, но при этом приводит к удвоению тактовой часто­ты линейного сигнала: . Одной из модернизаций приведенного кода является код AMI, в котором каждый исходный символ ДС кодируется одной из двух возможных двухразрядных комбинаций. Например, вместо 0 передает­ся 10 или 01, а вместо 1 — соответственно 11 или 00. При этом каждый следую­щий одноименный символ принимает обязательно другое возможное значе­ние. Например, комбинация ДС вида 110010 будет кодироваться в виде 11.00.01.10.11.01. В таком коде при нормальной работе никогда не может быть более двух импульсов или более двух пауз подряд. Нарушение этой закономер­ности свидетельствует о появлении ошибки.

В условиях ограниченной полосы линии связи при необходимости можно построить более экономные блочные коды (например, код 5В6В), когда блок из т символов исходной последовательности (см. рис 15.15, я) заменяется блоком из n = т + 1 символов линейного кода (рис. 15.15, в). При этом увеличение так­товой частоты может быть незначительным: если

В качестве примера рассмотрим построение преобразователей кода передачи и приема для блочного кода 5В6В. На стороне передачи исходный двоичный сигнал ДС (рис. 15.16, а) поступает в блок 2, который преобразует 5-разрядные кодовые комбинации из последовательного кода в параллельный.

Делитель частоты /, который делит тактовую частоту RCf_r в 5 раз, формирует импульсы блочной частоты с длительностью .

Они совпадают по времени с последним, пятым импульсом 5-разрядной кодовой комбинации. Именно в это время и происходит запись кодовой комбинации в параллельном коде в запоминающее устройство (ЗУ) 3. Затем 5-разрядная комбинация в соот­ветствии с выбранным алфавитом в цифровом преобразователе 4 преобразуется в 6-разрядную комбинацию и записывается в блок 6. В этом блоке с помощью тактовых импульсов линейной частоты , которые формируются на выходе умножителя частоты 5, осуществляется преобразование из парал­лельного кода в последовательный.

На стороне приема (рис. 15.16, б) двоичные символы линейного сигнала, следующие с линейной частотой поступают в блок 1, который осуществляет преобразование 6-битовых комбинаций из последовательно- го кода в парал­лельный. Далее эти комбинации переписываются в ЗУ 2 при поступлении раз­решающих импульсов блочной частоты которые формируются на выходе делителя частоты 10 с коэффициентом деления 6. Выходы ЗУ 2 под­ключены параллельно к входам цифрового преобразователя 3 и дешифратора ошибок (ДШО) 5. Блок 3 в соответствии с алфавитом кода 5В6В осуществляет обратное преобразование 6-битовой кодовой комбинации в 5-битовую, кото­рая затем в блоке 4 преобразуется из параллельного кода в последовательный.

Преобразование выполняется с помощью импульсов тактовой частоты , формируемых на выходе умножителя частоты 11 .

ДШО 5 обнаруживает любую из 20 возможных запрещенных кодовых ком­бинаций, которые возникают вследствие ошибок в линейном тракте или отсут­ствия блочной синхронизации, т.е. неправильного разделения линейного сиг­нала на 6-символьные блоки. При обнаружении запрещенной комбинации ДШО 5 формирует одиночные импульсы сбоя, которые поступают параллельно в накопитель ошибок 6 и на вход формирователя интервалов анализа (ФИА) 7.

Если за интервал анализа в накопитель б поступит импульсов сбоя, где -емкость накопителя, то последний из них пройдет через схему совпадения И8 и поступит на схему запрета 9. В результате будет запрещен один импульс линейной частоты, что вызовет задержку на один такт импульсов блочной частоты на выходе делителя 10. Одновременно при этом производится сброс в первоначальное состояние накопителя ошибок и ФИА. Очередной сдвиг на один такт импульсов блочной частоты будет продолжаться до тех пор, пока не найдется их правильное положение, при котором они совпадают по времени с приходом последнего, шестого импульса 6-битовой комбинации линейного сигнала. В этом случае поток ошибок резко сокращается, поэтому хотя ФИА и «запускается» от случайной ошибки, но за время анализа Т_а вряд ли пройдет d ошибок. Соответственно не изменится и режим блочной синхро­низации.

Коэффициент накопления и интервал анализа выбираются из компро­миссных соображений и с учетом ступени иерархии ЦСП. Максимальное вре­мя поиска блочной синхронизации, которое для линейного кода 5В6В равно , должно быть в 2—3 раза меньше, чем время поиска цикловой син­хронизации группового двоичного сигнала (см. параграф 13.6).

Источник